光耦似乎能在不同地电势工作的电路之间实现简单的直流隔离，但这只是表面现象。光耦会从被隔离电路上吸取电能，转换相对缓慢，并且具有LED老化的不确定性。现在有一些不用光耦的替代品，如Analog Devices公司的ADUM12xx或德州仪器公司的ISO72x。本设计实例将描述一种光耦的简单改进方法。

　　图1是两个常见的0 V交流同步设计。它试图通过相应增加光耦的负载电阻值，以降低光耦的LED电流，从而减少隔离电路的功耗，但结果是较慢和更不确定的开关速度。为实现较快而干脆的开关，就必须牺牲电源效率；不过，这种牺牲获得的优点也是有限的，因为电源效率与交流电压强度呈反向关系。

　　如光耦在几乎所有 AC周期中均连续发光超过标称值，会导致低的电源效率，以及光耦相对快速的老化。一个更大的缺点是过大并且几乎无法控制的过零失真，因为电路的灵敏度阈值依赖于光耦的参数。图1中的设计并未提供一种理想的方案。至于效率，根据光耦的电流传输比与AC波幅，它们吸入的电流为5mA~100mA。

　　图2中的设计解决了过高功耗、不确定开关与LED老化的问题，因此非常适合于宽AC范围的应用。与图1中的电路相比，图2的LE

D只在接近于零交越点时才发光，并从以前充电的电容中获得能量，因此能将平均电流降低十分之一至百分之一。该设计亦提供更快、更确定和更陡的转换。此外，也减缓了可预期的LED老化问题。图1中的电阻R1与R2的热耗不到1.5 W，因此将它们更换为0.1 W器件可以在相同电路板面积上放置更多元件（图2）。

　　电路的主要元器件包括波幅探测器D1、电容C1和施密特触发器Q1/Q2，用于控制通过光耦LED的电流。D2和D3用于稳定Q2的基极电压，同时也稳定了启动光耦的集电极电流。电容C1通过R1、R2和D1充电。

　　在几乎所有交流周期内，除接近零交越点以外，Q1都是on，而Q2为off。因此，接近零交越点时，施密特触发器Q1与Q2的状态翻转，Q2使电容C1恒流放电，因为由Q2、D2、D3、R5和R6构成的电路将电流稳定在I =  (2 × VD - VBE2) / R6，其中VD是在D2或D3上的压降，而VBE2为Q2的基射电压。

　　施密特触发器有天生的迟滞效应，而有些应用不需要这种迟滞，图3就是这样一种设计。它亦表示了在不要求D1最小反向电流时的方法。但这个电路最适用于纯同步和非可控硅控制。由于LED电流的稳定性，这些设计扩展了交流输入电压范围，可能对多种交流供电的小产品很有用；并且是一个设定 LED电流，又没有LED过载的风险；并且也减少了对光耦稳定性的影响。这些设计的一个更大的优点是，它们自身就具有更安全的特性。如遇端子短路情况，隔离与非隔离两侧之间的电流比图1电路能小十分之一至百分之一。光耦亦有优点。由于低占空比，可以自由减少光耦负载电阻R8的值，而不会损失电源效率。这种减小可获得低的零交越错误。